Антенна с утечкой волн

Эта статья включает список ссылок , связанных чтений или внешних ссылок , но ее источники остаются неясными, поскольку в ней отсутствуют встроенные цитаты . Пожалуйста, помогите улучшить эту статью, введя более точные цитаты. ( Июль 2012 г. ) ( Узнайте, как и когда удалять это сообщение )

Антенны с утечкой волны ( LWA ) относятся к более общему классу антенн с бегущей волной , которые используют бегущую волну на направляющей структуре в качестве основного излучающего механизма. Антенны с бегущей волной делятся на две общие категории: антенны с медленной волной и антенны с быстрой волной, которые обычно называют антеннами с утечкой волны.

Бегущая волна на антенне с вытекающей волной — это быстрая волна с фазовой скоростью, превышающей скорость света. Этот тип волны непрерывно излучается по всей своей длине, и, следовательно, волновое число распространения k z является комплексным, состоящим как из фазы, так и из постоянной затухания. С помощью этого типа антенны можно получить высоконаправленные лучи под произвольным заданным углом с низким уровнем боковых лепестков. Фазовая постоянная β волны управляет углом луча (и его можно изменять, изменяя частоту), в то время как постоянная затухания α управляет шириной луча. Распределение апертуры также можно легко сузить для управления уровнем боковых лепестков или формой луча. Антенны с вытекающей волной можно разделить на две важные категории: однородные и периодические, в зависимости от типа направляющей структуры.

Однородная структура имеет поперечное сечение, которое является однородным (постоянным) по всей длине структуры, обычно в форме волновода , который был частично открыт для того, чтобы позволить излучению произойти. Направляемая волна на однородной структуре является быстрой волной и, таким образом, излучается по мере своего распространения.

Периодическая структура антенны с утечкой волны — это структура, которая состоит из однородной структуры, которая поддерживает медленную (неизлучающую) волну, которая периодически модулируется некоторым образом. Поскольку медленная волна излучается на разрывах, периодические модуляции (разрывы) заставляют волну излучаться непрерывно по длине структуры. С более сложной точки зрения, периодическая модуляция создает направленную волну, которая состоит из бесконечного числа пространственных гармоник (мод Флоке). Хотя основная ( n  = 0) пространственная гармоника является медленной волной, одна из пространственных гармоник (обычно n  = −1) спроектирована так, чтобы быть быстрой волной, и эта гармоническая волна является излучающей волной.

Типичным примером однородной антенны с вытекающей волной является заполненный воздухом прямоугольный волновод с продольной щелью. Эта простая структура иллюстрирует основные свойства, общие для всех однородных антенн с вытекающей волной. Основная мода волновода TE 10 — это быстрая волна с , где k 0 — волновое число вакуума. Излучение приводит к тому, что волновое число k z распространяющейся моды внутри открытой волноводной структуры становится комплексным. С помощью применения принципа стационарной фазы можно фактически обнаружить, что:${\displaystyle \beta ={\sqrt {k_{0}^{2}-\left({\frac {\pi }{a}}\right)^{2}}}<k_{0}}$

${\displaystyle {\frac {\beta }{k_{0}}}={\frac {c}{v_{\text{ph}}}}={\frac {\lambda _{0}}{\lambda _{\text{g}}}}\simeq \sin \theta _{m}}$

где θ m — угол максимального излучения, взятого с широкой стороны (направление x), а λ 0 — скорость света и длина волны в вакууме, а λ g — длина волны в направляющей. Как типично для однородного LWA, луч не может быть отсканирован слишком близко к широкой стороне (θ m = 0), так как это соответствует частоте отсечки волновода. Кроме того, луч не может быть отсканирован слишком близко к торцевой стороне (θ m = 90°, направление z), так как это требует работы на частотах, значительно превышающих частоту отсечки, где могут распространяться моды более высокого порядка, по крайней мере для заполненного воздухом волновода. Сканирование ограничено только передним квадрантом (0 < θ m < Π/2) для волны, распространяющейся в положительном направлении z.${\displaystyle с}$

Это одномерное (1D) распределение апертуры вытекающей волны приводит к "веерному лучу", имеющему узкую форму в плоскости xz (плоскость H) и широкую форму в поперечной плоскости. "Карандашный луч" может быть создан с помощью массива таких 1D-излучателей. В отличие от структуры замедленной волны, очень узкий луч может быть создан под любым углом, если выбрать достаточно малое значение α. Простая формула для ширины луча, измеренной между точками половинной мощности ( ), выглядит следующим образом:${\displaystyle \simeq -3\,{\text{дБ}}}$

${\displaystyle \Delta \theta \simeq {\frac {1}{{\frac {L}{\lambda _{0}}}\ \cos \theta _{m}}}}$

где L — длина антенны с вытекающей волной, а Δθ выражается в радианах. Для 90% излучаемой мощности можно предположить:

${\displaystyle {\frac {L}{\lambda _{0}}}\simeq {\frac {0.18}{\alpha /k_{0}}}\Rightarrow \Delta \theta \propto {\frac {\alpha }{k_{0}}}}$

Поскольку утечка происходит по всей длине щели в волноводной структуре, вся длина составляет эффективную апертуру антенны, если только скорость утечки не настолько велика, что мощность эффективно утечет до достижения конца щели. Большая константа затухания подразумевает короткую эффективную апертуру, так что излучаемый луч имеет большую ширину луча. И наоборот, низкое значение α приводит к длинной эффективной апертуре и узкому лучу, при условии, что физическая апертура достаточно длинная. Поскольку мощность излучается непрерывно по длине, поле апертуры антенны с вытекающей волной со строго однородной геометрией имеет экспоненциальный спад (обычно медленный), так что поведение боковых лепестков плохое. Наличие боковых лепестков по сути связано с тем, что структура конечна вдоль z. Однако, когда мы изменяем геометрию поперечного сечения направляющей структуры, чтобы изменить значение α в некоторой точке z, вполне вероятно, что значение β в этой точке также немного изменится. Однако, поскольку β не должно изменяться, геометрию необходимо дополнительно изменить, чтобы восстановить значение β, тем самым несколько изменив и α.

На практике эта трудность может потребовать двухэтапного процесса. Практика заключается в том, чтобы медленно изменять значение α по длине определенным образом, поддерживая при этом постоянным β (то есть угол максимального излучения), чтобы регулировать амплитуду распределения апертуры A(z) для получения желаемой производительности боковых лепестков. Мы можем разделить однородные антенны с вытекающей волной на заполненные воздухом и частично заполненные диэлектриком. В первом случае, поскольку поперечное волновое число k t является постоянным с частотой, ширина луча излучения остается точно постоянной, поскольку луч сканируется путем изменения частоты. Фактически, поскольку:

${\displaystyle \cos ^{2}\vartheta _{m}\simeq 1-\left({\frac {\beta }{k_{0}}}\right)^{2}}$

где:

${\displaystyle k_{0}^{2}=k_{t}^{2}+\beta ^{2}\Rightarrow \left({\frac {\beta }{k_{0}}}\right)^{2}=1-\left({\frac {k_{t}}{k_{0}}}^{2}\right)}$

${\displaystyle \Rightarrow \cos \vartheta _{m}\simeq \Delta \theta \simeq {\frac {2\pi }{k_{t}L}} = {\frac {\lambda _{c}}{L}}}$

не зависит от частоты (λ c — длина волны отсечки). Напротив, когда направляющая структура частично заполнена диэлектриком, поперечное волновое число k t является функцией частоты, так что Δθ изменяется по мере сканирования луча по частоте. С другой стороны, что касается частотной чувствительности, т. е. того, насколько быстро сканируется угол луча при изменении частоты, частично нагруженная диэлектриком структура может сканировать в большем диапазоне углов при том же изменении частоты, как это видно на рис. 2, и поэтому является предпочтительной.

В ответ на требования миллиметровых длин волн новые антенны, как правило, основывались на открытых волноводах с низкими потерями. Одним из возможных механизмов получения излучения является укорочение стороны. Рассмотрим, например, неизлучающий диэлектрический волновод (NRD) .

Расстояние a между металлическими пластинами меньше λ 0 /2, так что все соединения и разрывы (также кривые), которые поддерживают симметрию, становятся чисто реактивными, вместо того, чтобы обладать излучательным содержанием. Когда вертикальные металлические пластины в направляющей NRD достаточно длинные, поле доминирующей моды полностью связано, поскольку оно затухает до пренебрежимо малых значений по мере достижения верхнего и нижнего открытых концов. Если верхняя часть пластин укорочена, как на рис. 3, то на верхнем открытом конце существует поле бегущей волны конечной амплитуды, и если доминирующая мода направляющей NRD быстрая (она может быть быстрой или медленной в зависимости от частоты), мощность будет излучаться под углом от этого открытого конца.

Другим возможным механизмом является асимметрия. В асимметричной антенне NRD-guide, изображенной на рис. 4, структура сначала разделена пополам по горизонтали металлической стенкой, чтобы обеспечить излучение только с одного конца; поскольку электрическое поле чисто вертикально в этой средней плоскости, структура поля не изменяется при разделении пополам. Затем в диэлектрическую область вводится воздушный зазор для создания асимметрии. В результате создается небольшое количество чистого горизонтального электрического поля, которое создает моду в воздушной области параллельных пластин, которая является модой TEM , которая распространяется под углом между параллельными пластинами, пока не достигнет открытого конца и не утечет. Необходимо поддерживать параллельные пластины в воздушной области достаточно долго, чтобы вертикальная компонента электрического поля исходной моды (представленная в направляющей параллельных пластин нижеграничной модой TM 1 ) затухла до пренебрежимо малых значений на открытом конце. Тогда единственным полем, оставшимся в апертуре антенны, является мода TEM с ее горизонтальным электрическим полем, и поляризация поля тогда по существу чистая (разрыв на открытом конце не вносит никаких кросс-поляризованных компонентов поля).

Канавочный волновод (показан на рис. 5) представляет собой открытый волновод с низкими потерями для миллиметровых волн, несколько похожий на NRD-волновод: диэлектрическая центральная область заменена воздушной областью большей ширины (большей, чем λ 0 /2). Поле снова экспоненциально затухает в областях меньшей ширины выше и ниже. Антенна вытекающей волны создается путем первого деления канавочного волновода пополам по горизонтали. Она также напоминает прямоугольный волновод с нагруженным штырем.

Когда заглушка смещена относительно центра, полученная асимметричная структура будет излучать. Когда смещение увеличивается, константа затухания α увеличивается, а также увеличивается ширина луча. Когда заглушка помещена полностью в один конец, результатом является L-образная структура, которая излучает очень сильно.

Кроме того, обнаружено, что значение β меняется очень мало при перемещении заглушки, а α изменяется в очень большом диапазоне. Эта особенность позволяет сужать апертуру антенны для управления боковыми лепестками. Тот факт, что L-образная структура сильно утекает, может быть также связан с другим механизмом утечки: использованием утекающих высших мод. В частности, может быть обнаружено, что все высшие моды канавки-направляющей являются утекающими.

Например, рассмотрим первый высший антисимметричный режим. Из-за симметрии структуры и направлений линий электрического поля, структуру можно дважды разрезать пополам, чтобы получить L-образную форму, как показано на рис. 6.

Антенна может быть проанализирована с использованием поперечной эквивалентной сети на основе сети Т-образного соединения. Выражения для элементов сети могут быть получены в простых замкнутых формах и при этом являются очень точными. Результирующая схема показана на рис. 7.

Обычно длина шлейфа должна составлять около половины длины волны или меньше, если шлейф узкий.

Для использования возможностей печатных схем была разработана печатная версия предыдущей структуры. Таким образом, процесс изготовления мог бы использовать фотолитографию, а конструкция конуса для управления боковыми лепестками могла бы обрабатываться автоматически в процессе изготовления.

Структура изображена на вставке Рис. 8. Поперечная эквивалентная сеть для этой новой структуры антенны немного сложнее предыдущей, и выражения для элементов сети должны быть соответствующим образом изменены, чтобы учесть диэлектрическую среду. Кроме того, над трансформатором появляется дополнительная реактивная проводимость.

Шлейф и главный направляющие больше не одинаковы, поэтому их волновые числа и характерные проводимости также различны. Опять же, α можно изменять, изменяя положение щели d, как это видно на рис. 8. Однако было обнаружено, что a' также является хорошим параметром для изменения с этой целью, как показано на рис. 9.

Была разработана и проанализирована интересная вариация предыдущих структур. Она основана на гребневом или ступенчатом волноводе, а не на прямоугольном волноводе. В структурах, основанных на прямоугольном волноводе, асимметрия достигалась путем размещения направляющей заглушки или расположения продольной щели вне центра верхней поверхности.

Здесь верхняя поверхность симметрична, а асимметрия создается за счет неравных длин с каждой стороны под частью главного направляющего устройства, как показано на рис. 10. Поперечные эквивалентные сети вместе с соответствующими выражениями для элементов сети были адаптированы и расширены для применения к этим новым структурам. Эквивалентная схема представлена ​​на рис. 11. Анализ поведения антенны показывает, что эта геометрия эффективно позволяет независимо управлять углом максимального излучения θ m и шириной луча Δθ. Определим два геометрических параметра: относительную среднюю длину плеча bm/a, где bm = (b l +b r )/2, и относительный дисбаланс Δb/b m , где Δb=(b l +b r )/2 . Рисунок 10: Ступенчатое направляющее устройство. Тогда оказывается, что, изменяя b m /a, можно регулировать значение β/k 0 , не изменяя при этом существенно α/k 0 , и что, изменяя Δb/b m, можно изменять α/k 0 в большом диапазоне, не влияя существенно на β/k 0 .

Таким образом, конструкция конуса для управления уровнем боковых лепестков будет включать только относительный дисбаланс Δb/b m . Поперечная эквивалентная сеть немного усложняется наличием двух дополнительных изменений высоты волновода, которые можно смоделировать с помощью шунтирующих реактивностей и идеальных трансформаторов. Идеальный трансформатор учитывает изменение характеристического импеданса, в то время как накопление реактивной энергии учитывается через реактивность. Сканирующие решетки достигают сканирования в двух измерениях путем создания одномерной фазированной решетки антенн линейных источников с утечкой волны. Отдельные линейные источники сканируются по углу места путем изменения частоты. Сканирование в поперечной плоскости и, следовательно, по азимуту производится фазовращателями, расположенными в структуре подачи одномерной решетки линейных источников. Поэтому излучение будет происходить в форме карандашного луча и будет сканировать как по углу места, так и по азимуту способом конического сканирования. Расстояние между линейными источниками выбрано таким образом, чтобы не возникало лепестков решетки, а точный анализ показывает, что нигде не появляются слепые пятна. Описанные массивы были точно проанализированы с помощью подхода единичной ячейки, который учитывает все эффекты взаимной связи. Каждая единичная ячейка включает в себя отдельную антенну линейного источника, но в присутствии всех остальных. Излучающее окончание на единичной ячейке изменяет поперечную эквивалентную сеть. Поэтому ключевой новой особенностью анализа массива является определение активной проводимости элементарной ячейки в двумерной среде как функции угла сканирования. Если бы значения β и α не изменялись со сдвигом фазы, сканирование было бы точно коническим. Однако обнаружено, что эти значения изменяются лишь немного, так что отклонение от конического сканирования мало. Далее мы рассмотрим, присутствуют ли слепые пятна. Слепые пятна относятся к углам, под которыми массив не может излучать или получать какую-либо мощность; если бы слепое пятно возникло под каким-то углом, то значение α быстро бы стало равным нулю при этом угле сканирования. Для проверки слепых зон мы затем искали бы любые резкие провалы в кривых α/k 0 как функции угла сканирования. Таких провалов никогда не было обнаружено. Типичные данные этого типа демонстрируют довольно плоское поведение для α/k 0 до тех пор, пока кривые быстро не падают до нуля, достигая конца диапазона конического сканирования, где луч касается земли.

• CH Walter, Антенны бегущей волны , McGraw-Hill, 1965, Dover, 1970, перепечатано Peninsula Publishing, Лос-Альтос, Калифорния, 1990.
• Н. Маркувиц, Waveguide Handbook, McGraw-Hill , 1951, переиздано Peter Peregrinus Ltd, Лондон, 1986.
• В.В. Шевченко, Непрерывные переходы в открытых волноводах: введение в теорию , Русское издание, Москва, 1969, The Golem Press, Боулдер, Колорадо, 1971.
• Т. Роцци и М. Монгиардо, Открытые электромагнитные волноводы , Институт инженеров-электриков (IEE), Лондон, 1997.
• М. Дж. Абловиц и А. С. Фокас, Комплексные переменные: Введение и применение , второе издание, Cambridge University Press, 2003.
• А.А. Олинер (главный исследователь), Сканируемые антенные решетки миллиметрового диапазона , Заключительный отчет по контракту RADC № F19628-84-K-0025, Политехнический университет, Нью-Йорк, 1988.
• А.А. Олинер, Излучающие периодические структуры: анализ в терминах диаграмм k и β, краткий курс по микроволновым полям и сетевым методам , Политехнический институт Бруклина, Нью-Йорк, 1963.
• А.А. Олинер (главный исследователь), Антенны с сосредоточенными элементами и вытекающими волнами для миллиметровых волн, Заключительный отчет по контракту RADC № F19628-81-K-0044, Политехнический институт Нью-Йорка, 1984.
• Ф. Дж. Цукер, «Поверхностные антенны и антенны с вытекающей волной», Глава 16 Справочника по антенной технике, редактор Х. Дж. Джасик, McGraw-Hill, Нью-Йорк, 1961.
• AA Олинер и Т. Тамир, «Направляемая комплексная волна, часть I: поле на границе раздела», Труды IEE, т. 110, стр. 310–324, февраль 1963 г.
• AA Олинер и Т. Тамир, «Направляемая комплексная волна, часть II: связь с диаграммой направленности», Труды IEE, т. 110, стр. 325-334, февраль 1963 г.
• AA Oliner, «Антенны с утечкой волны», Глава 10 в «Справочнике по антенной технике», редактор RC Johnson, 3-е изд., McGraw-Hill, Нью-Йорк, 1993, 59 страниц.
• А. Хессель, «Общие характеристики антенн бегущей волны», Глава 19 в «Теории антенн», редакторы RE Collin и FJ Zucker, McGraw-Hill, Нью-Йорк, 1969, стр. 151-257.
• Ф. Дж. Цукер, «Антенны на поверхностных волнах», глава 21 в книге «Теория антенн», редакторы Р. Э. Коллин и Ф. Дж. Цукер, McGraw-Hill, Нью-Йорк, 1969, стр. 298–348.
• Ф. Шверинг и С. Т. Пэн, Проектирование периодически гофрированных диэлектрических антенн для миллиметровых волн , Политехнический институт Бруклина, Нью-Йорк, 1983, 22 страницы.
• ST Peng и AA Oliner, «Свойства направления и утечки класса открытых диэлектрических волноводов: Часть I — Математические формулировки», IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, том MTT-29, сентябрь 1981 г., стр. 843-855.
• AA Oliner, ST Peng, TI Hsu и A. Sanchez, \ Свойства направления и утечки класса открытых диэлектрических волноводов: Часть II - Новые физические эффекты, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, том MTT-29, сентябрь 1981 г., стр. 855–869.
• AA Oliner и RG Malech, «Взаимная связь в бесконечных сканирующих решетках», Глава 3 в «Микроволновые сканирующие антенны», том II, редактор RC Hansen, Academic, Нью-Йорк, 1966.
• Ф. Монтикон и А. Алу, «Теория, методы и приложения вытекающих волн: от микроволн до видимых частот», Труды IEEE, т. 103, № 5, стр. 793-821, 26 мая 2015 г. doi: 10.1109/JPROC.2015.2399419
• M. Poveda-Garcia, J. Oliva-Sanchez, R. Sanchez-Iborra, D. Cañete-Rebenaque, JL Gomez-Tornero, «Динамическая беспроводная передача энергии для экономически эффективных беспроводных сенсорных сетей с использованием частотно-сканируемой передачи луча». IEEE Access, 7, 8081–8094. doi: 10.1109/ACCESS.2018.2886448