Волновод, интегрированный в подложку
Волновод, образованный штырями, вставленными в диэлектрическую подложку
Подложка-интегрированный волновод. Распространяющиеся электромагнитные волны удерживаются внутри подложки металлическими слоями на каждой из двух сторон подложки и между двумя рядами металлических переходных отверстий, соединяющих их.

Интегрированный в подложку волновод (SIW) ( также известный как волновод с пост-стенкой или ламинированный волновод ) представляет собой синтетический прямоугольный электромагнитный волновод, сформированный в диэлектрической подложке путем плотного размещения металлизированных столбиков или сквозных отверстий , которые соединяют верхнюю и нижнюю металлические пластины подложки. Волновод может быть легко изготовлен с помощью недорогого массового производства с использованием сквозных технологий , где стенки столбиков состоят из сквозных ограждений . Известно, что SIW имеет характеристики направленной волны и моды, аналогичные характеристикам обычного прямоугольного волновода с эквивалентной длиной волны направляющей.

С появлением новых коммуникационных технологий в 1990-х годах возросла потребность в высокопроизводительных системах миллиметрового диапазона. Они должны быть надежными, недорогими, компактными и совместимыми с высокими частотами. К сожалению, выше 10 ГГц известные технологии микрополосковых и копланарных линий не могут быть использованы, поскольку они имеют высокие вносимые и радиационные потери на этих частотах. Топология прямоугольного волновода может преодолеть эти проблемы, поскольку она обеспечивает превосходную устойчивость к радиационным потерям и имеет низкие вносимые потери. Но в своей классической форме прямоугольный волновод несовместим с миниатюризацией, требуемой современными приложениями. [1]

Концепция SIW была разработана в начале 2000-х годов Кэ Ву для согласования этих требований. [1] [2] Авторы представили платформу для интеграции всех компонентов микроволновой схемы внутри одной подложки с прямоугольным поперечным сечением. Использование одной подложки гарантирует ограниченный объем и простоту изготовления, в то время как прямоугольное поперечное сечение линии обеспечивает преимущества топологии волновода с точки зрения потерь.

Принципы SIW

Горизонтальное сечение классического волновода, интегрированного в подложку.
Горизонтальное сечение интегрированного в подложку волновода. Расстояние между центрами двух последовательных переходных отверстий равно , их диаметр равен , а расстояние между центрами двух рядов переходных отверстий равно . Эффективная ширина , рассчитанная из , также показана. с {\displaystyle с} г {\displaystyle д} а {\displaystyle а} а е {\displaystyle а_{е}} а {\displaystyle а} г {\displaystyle д} с {\displaystyle с}

Геометрия

SIW состоит из тонкой диэлектрической подложки, покрытой с обеих сторон металлическим слоем. Подложка содержит два параллельных ряда металлических отверстий, ограничивающих область распространения волны. Организация отверстий и геометрические параметры описаны на прилагаемом рисунке.

Ширина SIW — это расстояние между двумя рядами его отверстий, которое определяется от центра к центру. Эффективная ширина может быть использована для более точной характеристики распространения волны. Расстояние между двумя последовательными отверстиями одного ряда равно , а диаметр отверстий обозначается как . а {\displaystyle а} а е {\displaystyle а_{е}} с {\displaystyle с} г {\displaystyle д}

Поперечные магнитные моды распространения

В классическом прямоугольном волноводе со сплошными стенками общая формулировка распространения включает суперпозицию поперечных электрических (TE) и поперечных магнитных (TM) мод. Каждая из них связана с определенными полями и токами. В случае TM-мод ток в вертикальных стенках является продольным, т.е. параллельным оси распространения, обычно обозначаемой как . Тогда, учитывая вертикальную геометрию отверстий, такие моды не могут появиться в SIW: электрический ток не может распространяться от отверстия к отверстию. Только TE-моды способны распространяться через SIW. з {\displaystyle z}

Каждая мода появляется выше точной частоты отсечки, определяемой размерами волновода и заполняющей средой. Для мод TM уменьшение толщины волновода (обычно обозначается как ) увеличивает частоту отсечки на . В случае SIW толщина настолько мала, что частота отсечки мод TM намного выше, чем у доминирующей моды. б {\displaystyle б} 1 / б {\displaystyle 1/б}

Эффективная ширина

Одной из целей геометрии SIW является воспроизведение характерных режимов распространения прямоугольных волноводов внутри тонкого шаблона. Ширина волновода является существенным параметром этих режимов. В типичной геометрии SIW — это расстояние между двумя рядами переходных отверстий от центра до центра (см. рисунок). Из-за геометрии переходных отверстий это расстояние не может быть использовано напрямую; из-за пространства между последовательными переходными отверстиями и их круглой формы сигнал внутри волновода ведет себя не совсем так, как в идеально прямоугольном волноводе той же ширины. а {\displaystyle а} а {\displaystyle а}

Чтобы применить теорию волноводов к SIW, можно использовать эффективную ширину . Она учитывает форму переходных отверстий и пространство между ними. Ее значение лежит между и . [3] а эфф {\displaystyle a_{\text{eff}}} а {\displaystyle а} а − г {\displaystyle объявление}

Распространенное простое определение: [4] [5]

а эфф = а − г 2 0,95 с , {\displaystyle a_{\text{eff}}=a-{\frac {d^{2}}{0,95с}},}

и более точное определение, используемое для больших значений, — это [3] г / а {\displaystyle д/а}

а эфф = а − 1.08 г 2 с + 0.1 г 2 а . {\displaystyle a_{\text{eff}}=a-1,08{\frac {d^{2}}{s}}+0,1{\frac {d^{2}}{a}}.}

При такой эффективной ширине постоянная распространения SIW подобна постоянной распространения классического прямоугольного волновода, ширина которого . Приведенные выше формулы являются эмпирическими: они были получены путем сравнения дисперсионных характеристик различных SIW с характеристиками прямоугольного волновода, заполненного тем же диэлектрическим материалом. [5] а эфф {\displaystyle a_{\text{eff}}}

Переходы

SIW являются перспективными структурами, которые могут быть использованы в сложных микроволновых системах в качестве межсоединений, фильтров и т. д. Однако может возникнуть проблема: соединение SIW с другими видами линий передачи (TL), в основном микрополосковыми , копланарными и коаксиальными кабелями . Целью таких переходов между двумя различными топологиями TL является возбуждение правильной моды передачи в резонаторе SIW с минимальными потерями мощности и в максимально широком диапазоне частот.

Вскоре после представления концепции SIW Кэ Ву в основном использовались два различных перехода. [1] [2] Во-первых, конический переход, позволяющий преобразовать микрополосковую линию в SIW, а во-вторых, переход между копланарной линией и SIW (см. прикрепленный рисунок). Конический переход от микрополосковой к SIW полезен для тонких подложек. В этом случае потери излучения, связанные с микрополосковыми линиями, не слишком значительны. Этот переход широко используется, и были предложены различные процессы оптимизации. [6] [7] Но это неприменимо к толстым подложкам, где утечки важны. В этой ситуации рекомендуется копланарное возбуждение SIW. Недостатком копланарного перехода является более узкая полоса пропускания.

Эти два типа переходов включают линии, встроенные в одну и ту же подложку, что не относится к коаксиальным линиям . Не существует прямого перехода между коаксиальной линией и SIW: для надлежащего преобразования коаксиальных мод распространения TEM в моды TE в SIW необходимо использовать другую планарную линию .

Было проведено несколько исследований для оптимизации перехода между топологиями, но не удалось определить универсальное правило, позволяющее нарисовать абсолютный переход. Архитектура, диапазон частот, используемые материалы и т. д. являются примерами параметров, которые делают процедуру проектирования конкретной. [4] [8] [9] [10]

Примеры переходов от копланарных и микрополосковых линий к SIW. Переходные отверстия красного цвета, верхний металлический слой серого цвета.

Потери в SIW

Постоянная распространения линии передачи часто раскладывается следующим образом:

γ = α + дж β , {\displaystyle \gamma =\alpha +j\beta,}

и колеблющиеся электрические и магнитные поля в проводнике имеют вид [11] Тогда ясно, что, в то время как мнимая часть обозначает распространяющуюся компоненту, действительная компонента описывает потерю интенсивности во время распространения. Эта потеря порождается различными явлениями, и каждое из них представлено термином . Наиболее распространенными терминами являются следующие: [11] [12] ЧАС х , у , з ( х , у , з ) = час х , у , з е − γ з = час х , у , з е − α з е − дж β з . Э х , у , з ( х , у , з ) = е х , у , з е − γ з = е х , у , з е − α з е − дж β з . {\displaystyle {\begin{aligned}H_{x,y,z}(x,y,z)&=h_{x,y,z}e^{-\gamma z}=h_{x,y,z}e^{-\alpha z}e^{-j\beta z}.\\E_{x,y,z}(x,y,z)&=e_{x,y,z}e^{-\gamma z}=e_{x,y,z}e^{-\alpha z}e^{-j\beta z}.\end{aligned}}} γ {\displaystyle \gamma } α {\displaystyle \alpha } α {\displaystyle \alpha }

α C {\displaystyle \alpha _{C}}  – потери за счет внешней металлической проводимости,
α D {\displaystyle \alpha _{D}}  – потери за счет тангенса угла потерь диэлектрической среды, заполняющей волновод,
α G {\displaystyle \alpha _{G}}  – потери за счет проводимости диэлектрической среды, заполняющей волновод,
α R {\displaystyle \alpha _{R}}  – потери из-за радиации.

Это разложение справедливо для всех видов линий передачи . Однако для прямоугольных волноводов затухание из-за излучений и проводимости подложки пренебрежимо мало. Действительно, обычно подложка является изолятором, таким образом , . Точно так же, если толщина стенки намного больше глубины скин-слоя сигнала, излучение не появится. Это фактически одно из преимуществ закрытых волноводов по сравнению с открытыми линиями, такими как микрополоски. α G ≃ 0 {\displaystyle \alpha _{G}\simeq 0}

SIW демонстрируют сопоставимые или более низкие потери по сравнению с другими традиционными планарными структурами, такими как микрополосковые или копланарные линии, особенно на высоких частотах. [4] Если подложка достаточно толстая, потери определяются диэлектрическими свойствами подложки. [13]

Затухание из-за токов проводимости

Часть затухания сигнала обусловлена ​​поверхностной плотностью тока, протекающего через металлические стенки волновода. Эти токи индуцируются распространяющимися электромагнитными полями . Эти потери также могут быть названы омическими потерями по очевидным причинам. Они связаны с конечной проводимостью металлов: чем лучше проводимость, тем ниже потери. Мощность, теряемая на единицу длины, может быть рассчитана путем интегрирования плотностей тока на пути, охватывающем стенки волновода: [11] P l {\displaystyle P_{l}} J s {\displaystyle J_{s}} C {\displaystyle C}

P l = 1 2 R s ∫ C | J s | 2 d l . {\displaystyle P_{l}={\frac {1}{2}}R_{s}\int _{C}|J_{s}|^{2}\,dl.}

Можно показать, что в классическом прямоугольном волноводе затухание доминирующей моды из-за токов проводимости определяется в неперах на метр по формуле: где TE 10 {\displaystyle {\text{TE}}_{10}} α C = R s a 3 b β k η ( 2 b π 2 + a 3 k 2 ) = R s β k η ( 2 π 2 a 3 + k 2 b ) , {\displaystyle \alpha _{C}={\frac {R_{s}}{a^{3}b\beta k\eta }}(2b\pi ^{2}+a^{3}k^{2})={\frac {R_{s}}{\beta k\eta }}\left({\frac {2\pi ^{2}}{a^{3}}}+{\frac {k^{2}}{b}}\right),}

a {\displaystyle a} ширина волновода,
b {\displaystyle b} его высота,
η = μ / ϵ {\displaystyle \eta ={\sqrt {\mu /\epsilon }}} волновое сопротивление ,
k = ω μ ϵ {\displaystyle k=\omega {\sqrt {\mu \epsilon }}} волновой вектор ,
δ = 1 / π f μ σ {\displaystyle \delta =1/{\sqrt {\pi f\mu \sigma }}} глубина скин-слоя в проводнике,
R s = 1 δ σ = ω μ 2 σ {\displaystyle R_{s}={\frac {1}{\delta \sigma }}={\sqrt {\frac {\omega \mu }{2\sigma }}}} — поверхностное сопротивление (импеданс поверхности).

Заметно, что напрямую связана с толщиной подложки : чем тоньше подложка, тем выше потери проводимости. Это можно объяснить, имея в виду, что эти омические потери определяются путем интегрирования плотности тока на пути, охватывающем стенки волновода. α C {\displaystyle \alpha _{C}} b {\displaystyle b}

На верхней и нижней горизонтальных металлических пластинах ток масштабируется с , из-за изменения напряженности поля на этих пластинах: при увеличении уменьшается напряженность поля, а также токи. В вертикальных стенках это изменение компенсируется удлинением пути интегрирования . В результате вклад вертикальных переходных отверстий в потери в проводнике не изменяется с . [14] Вот почему в выражении для есть два члена : первый не зависит от , а второй изменяется с . 1 / b {\displaystyle 1/b} b {\displaystyle b} J s 2 {\displaystyle J_{s}^{2}} C {\displaystyle C} b {\displaystyle b} α C {\displaystyle \alpha _{C}} b {\displaystyle b} 1 / b {\displaystyle 1/b}

Другой ключевой момент потерь проводимости, испытываемых SIW, связан с шероховатостью поверхностей , которая может возникнуть из-за процессов синтеза. Эта шероховатость снижает эффективную проводимость металлических стенок и впоследствии увеличивает потери. Это наблюдение имеет решающее значение для проектирования SIW, поскольку они интегрируются на очень тонких подложках. В этом случае вклад потерь проводимости в глобальное затухание является преобладающим. [4] [15] [13]

Затухание из-за диэлектрической подложки

Затухание, обусловленное диэлектрическим поведением заполняющей среды, можно определить непосредственно из постоянной распространения . [11] Действительно, можно доказать, что, используя разложение Тейлора функции для , постоянная распространения равна где - тангенс угла потерь диэлектрической подложки. Это приближение верно, если , что обычно имеет место в микроволновой электронике (на частоте 10 ГГц, в воздухе, в тефлоне и в объемном оксиде алюминия). Тогда можно сделать следующее идентифицирование: Это соотношение верно как для электрических, так и для магнитных поперечных мод. a 2 + x 2 {\displaystyle {\sqrt {a^{2}+x^{2}}}} x ≪ a {\displaystyle x\ll a} γ = α D + j β ≃ k 2 tan ⁡ δ 2 β + j β , {\displaystyle \gamma =\alpha _{D}+j\beta \simeq {\frac {k^{2}\tan \delta }{2\beta }}+j\beta ,} tan ⁡ δ {\displaystyle \tan \delta } tan ⁡ δ ≪ 1 {\displaystyle \tan \delta \ll 1} tan ⁡ δ = 0 {\displaystyle \tan \delta =0} 1.5 × 10 − 4 {\displaystyle 1.5\times 10^{-4}} 1 × 10 − 4 {\displaystyle 1\times 10^{-4}} α D = k 2 tan ⁡ δ 2 β . {\displaystyle \alpha _{D}={\frac {k^{2}\tan \delta }{2\beta }}.}

Диэлектрические потери зависят только от подложки, а не от геометрии: в отличие от потерь проводимости, не зависят от толщины подложки. Выясняется, что единственный способ уменьшить их — выбрать шаблон с лучшими диэлектрическими свойствами: чем ниже тангенс угла потерь , тем ниже затухание. α D {\displaystyle \alpha _{D}} α D {\displaystyle \alpha _{D}} α D {\displaystyle \alpha _{D}} tan ⁡ δ {\displaystyle \tan \delta }

Затухание из-за излучения

Поскольку вертикальные стенки SIW не являются непрерывными, утечки излучения могут протекать между переходными отверстиями. Эти утечки могут существенно повлиять на глобальное качество передачи, если геометрия переходных отверстий не выбрана тщательно. Были проведены некоторые исследования для описания, прогнозирования и снижения потерь излучения. Они привели к некоторым простым геометрическим правилам, которые должны быть выполнены для снижения потерь излучения. [1] [3] [14] [16] [17]

Геометрическими параметрами, представляющими интерес, являются диаметр , ширина SIW и межцентровое расстояние между отверстиями . Они должны быть настроены таким образом, чтобы приближаться к поведению непрерывной металлической стенки: расстояние между отверстиями должно оставаться малым по сравнению с их диаметром, в то время как диаметр должен быть малым по сравнению с длиной волны, направляемой волноводом ( ). Чтобы поддерживать потери излучения на разумно низком уровне, рекомендуемые значения составляют Для определенной моды перемещения утечки уменьшаются с ростом частоты и максимальны на частоте отсечки моды. Фактор утечки излучения не зависит от свойств подложки и высоты направляющей. d {\displaystyle d} a {\displaystyle a} s {\displaystyle s} λ g {\displaystyle \lambda _{g}} s ≤ 2 d and d ≤ λ g 5 . {\displaystyle s\leq 2d\quad {\text{and}}\quad d\leq {\frac {\lambda _{g}}{5}}.} α R {\displaystyle \alpha _{R}}

Помощник дизайнера

Существуют некоторые приложения, облегчающие проектирование переходов SIW и микрополосковых-SIW. Например, приложение SIW Cal на базе iOS может предоставить начальные параметры для переходов микрополосковых, SIW и микрополосковых-SIW.

Смотрите также

Ссылки

  1. ^ abcd Ke Wu; Desiandes, D.; Cassivi, Y. (2003). "The Substrate Integrated Circuits - a new concept for high-frequency electronics and optoelectronics". 6-я Международная конференция по телекоммуникациям в современных спутниковых, кабельных и вещательных службах, 2003. TELSIKS 2003. Том 1. Сербия, Черногория, Ниш: IEEE. стр. P-III–PX. doi :10.1109/TELSKS.2003.1246173. ISBN 978-0-7803-7963-3. S2CID  17010281.
  2. ^ ab Deslandes, D.; Ke Wu (2001). "Интегрированный переход копланарных волноводов в прямоугольные". 2001 IEEE MTT-S International Microwave Sympsoium Digest (Cat. No.01CH37157) . Том 2. Phoenix, AZ, USA: IEEE. стр.  619– 622. doi :10.1109/MWSYM.2001.966971. ISBN 978-0-7803-6538-4. S2CID  34119831.
  3. ^ abc Feng Xu; Ke Wu (январь 2005 г.). «Характеристики волноводов и утечек в интегрированных с подложкой волноводах». IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques . 53 (1): 66– 73. Bibcode : 2005ITMTT..53...66X. doi : 10.1109/TMTT.2004.839303 . ISSN  0018-9480. S2CID  15796779.
  4. ^ abcd Bozzi, M.; Georgiadis, A.; Wu, K. (2011). «Обзор интегрированных в подложку волноводных схем и антенн». IET Microwaves, Antennas & Propagation . 5 (8): 909. doi :10.1049/iet-map.2010.0463.
  5. ^ аб Кассиви, Ю.; Перрегрини, Л .; Арчиони, П.; Брессан, М.; Ву, К.; Кончауро, Г. (сентябрь 2002 г.). «Дисперсионные характеристики прямоугольного волновода, интегрированного в подложку». Письма IEEE о микроволновых и беспроводных компонентах . 12 (9): 333–335 . doi :10.1109/LMWC.2002.803188. ISSN  1531-1309. S2CID  8072549.
  6. ^ Райас-Санчес, Хосе Э.; Гутьеррес-Аяла, Владимир (2008). «Общая процедура проектирования на основе ЭМ для однослойных подложечных интегрированных волноводных соединений с микрополосковыми переходами». 2008 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest . С.  983–986 . doi :10.1109/MWSYM.2008.4632999. ISBN 978-1-4244-1780-3. S2CID  45107165.
  7. ^ Десландес, Доминик (2010). «Уравнения проектирования для конических микрополосковых переходов к интегрированным волноводам подложки». Международный микроволновый симпозиум IEEE MTT-S 2010 г. С.  704–707 . doi :10.1109/MWSYM.2010.5517884. ISBN 978-1-4244-6056-4. S2CID  31706485.
  8. ^ Чэнь, Сяо-Пин; Ву, Кэ (2009). «Переход сверхширокополосного сигнала с малыми потерями между копланарным волноводом с проводником и интегрированным в подложку волноводом». 2009 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest . С.  349–352 . doi :10.1109/MWSYM.2009.5165705. ISBN 978-1-4244-2803-8. S2CID  44791457.
  9. ^ Ли, Сунхо; Юнг, Санвун; Ли, Хай-Янг (2008). «Сверхширокополосный интегрированный волноводный переход CPW-подложка с использованием приподнятой секции CPW». IEEE Microwave and Wireless Components Letters . 18 (11): 746– 748. doi :10.1109/LMWC.2008.2005230. ISSN  1531-1309. S2CID  45443859.
  10. ^ Taringou, Farzaneh; Bornemann, Jens (2011). «Новый переход от интегрированного в подложку копланарного волновода». 2011 41-я Европейская микроволновая конференция : 428– 431. doi : 10.23919/EuMC.2011.6101767 (неактивен 1 ноября 2024 г.).{{cite journal}}: CS1 maint: DOI inactive as of November 2024 (link)
  11. ^ abcd Pozar, David M. (2012). Микроволновая техника. John Wiley & Sons. ISBN 978-81-265-4190-4. OCLC  884711361.
  12. ^ "Потери в волноводе". Microwaves101 . Получено 20.04.2020 .
  13. ^ ab Van Kerckhoven, Vivien (2019). Микроволновые устройства на основе нанопроволок в топологии интегрированного в подложку волновода с использованием процесса лазерного изготовления (диссертация). Католический университет Лувена.
  14. ^ ab Bozzi, M.; Perregrini, L.; Ke Wu (2008). «Моделирование потерь проводника, диэлектрика и излучения в интегрированном волноводе с подложкой методом граничного интегрально-резонансного разложения мод». IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques . 56 (12): 3153– 3161. Bibcode :2008ITMTT..56.3153B. doi :10.1109/TMTT.2008.2007140. ISSN  0018-9480. S2CID  18489048.
  15. ^ Ломакин, Константин; Голд, Джеральд; Хельмрайх, Клаус (2018). «Аналитическая модель волновода, точно предсказывающая потери и задержки, включая шероховатость поверхности». Труды IEEE по теории и технике микроволнового излучения . 66 (6): 2649– 2662. Bibcode : 2018ITMTT..66.2649L. doi : 10.1109/TMTT.2018.2827383. ISSN  0018-9480. S2CID  46958008.
  16. ^ Боцци, Маурицио; Пасиан, Марко; Перрегрини, Лука; Ву, Кэ (октябрь 2009 г.). «О потерях в интегрированных в подложку волноводах и резонаторах». Международный журнал микроволновых и беспроводных технологий . 1 (5): 395– 401. doi :10.1017/S1759078709990493. ISSN  1759-0787. S2CID  109573716.
  17. ^ Che, Wenquan; Wang, Dapeng; Deng, Kuan; Chow, YL (октябрь 2007 г.). "Исследование потерь утечки и омического сопротивления в волноводе, интегрированном в подложку: ВОЛНОВОД, ИНТЕГРИРОВАННЫЙ В ПОДЛОЖКУ". Radio Science . 42 (5): n/a. doi : 10.1029/2007RS003621 . S2CID  117881296.
  • Подложка Интегрированный волновод, на microwave101.com
Retrieved from "https://en.wikipedia.org/w/index.php?title=Substrate-integrated_waveguide&oldid=1268268980"