Интеграция АЦП

Для проверки этой статьи нужны дополнительные цитаты . Помогите улучшить эту статью , добавив ссылки на надежные источники . Материалы без источников могут быть оспорены и удалены. Найти источники:  «Интеграция ADC» – новости  · газеты  · книги  · ученый  · JSTOR ( май 2022 г. ) ( Узнайте, как и когда удалять это сообщение )

Интегрирующий АЦП — это тип аналого-цифрового преобразователя , который преобразует неизвестное входное напряжение в цифровое представление с помощью интегратора . В своей базовой реализации, преобразователе двойного наклона, неизвестное входное напряжение подается на вход интегратора и нарастает в течение фиксированного периода времени (период разгона). Затем известное опорное напряжение противоположной полярности подается на интегратор и нарастает до тех пор, пока выход интегратора не вернется к нулю (период разгона). Входное напряжение вычисляется как функция опорного напряжения, постоянного периода времени разгона и измеренного периода времени разгона. Измерение времени разгона обычно выполняется в единицах тактовой частоты преобразователя, поэтому более длительное время интегрирования позволяет достичь более высокого разрешения. Аналогично, скорость преобразователя может быть улучшена за счет снижения разрешения.

Преобразователи этого типа могут достигать высокого разрешения, но часто делают это за счет скорости. По этой причине эти преобразователи не используются в аудио- или сигнальных приложениях. Их использование обычно ограничивается цифровыми вольтметрами и другими приборами, требующими высокой точности измерений.

Базовая интегрирующая схема АЦП состоит из интегратора, переключателя для выбора между измеряемым напряжением и опорным напряжением, таймера, который определяет, как долго интегрировать неизвестное и измеряет, как долго длилась опорная интеграция, компаратора для обнаружения перехода через ноль и контроллера. В зависимости от реализации, переключатель может также присутствовать параллельно с конденсатором интегратора, чтобы позволить сбросить интегратор. Входы контроллера включают часы (используемые для измерения времени) и выход компаратора, используемый для обнаружения того, когда выход интегратора достигает нуля.

Преобразование происходит в две фазы: фаза запуска, где входом интегратора является измеряемое напряжение, и фаза запуска, где входом интегратора является известное опорное напряжение. Во время фазы запуска переключатель выбирает измеренное напряжение в качестве входа интегратора. Интегратору разрешено нарастать в течение фиксированного периода времени, чтобы позволить заряду накопиться на конденсаторе интегратора. Во время фазы запуска переключатель выбирает опорное напряжение в качестве входа интегратора. Во время этой фазы измеряется время, необходимое для того, чтобы выход интегратора вернулся к нулю.

Для того чтобы опорное напряжение снижало напряжение интегратора, опорное напряжение должно иметь полярность, противоположную полярности входного напряжения. В большинстве случаев для положительных входных напряжений это означает, что опорное напряжение будет отрицательным. Для обработки как положительных, так и отрицательных входных напряжений требуется положительное и отрицательное опорное напряжение. Выбор опорного напряжения для использования во время фазы спада будет основываться на полярности выхода интегратора в конце фазы разгона.

Основное уравнение для выходного сигнала интегратора (предполагая постоянный входной сигнал) имеет вид:

${\displaystyle V_{\text{out}}=-{\frac {V_{\text{in}}}{RC}}t_{\text{int}}+V_{\text{initial}}}$

Предполагая, что начальное напряжение интегратора в начале каждого преобразования равно нулю и что напряжение интегратора в конце периода выбега будет равно нулю, мы имеем следующие два уравнения, которые охватывают выход интегратора в течение двух фаз преобразования:

${\displaystyle V_{\text{out-up}}=-{\frac {V_{\text{in}}}{RC}}t_{u}}$

${\displaystyle V_{\text{out-down}}=-{\frac {V_{\text{ref}}}{RC}}t_{d}}$

${\displaystyle V_{\text{out-up}}+V_{\text{out-down}}=0}$

Два уравнения можно объединить и решить относительно неизвестного входного напряжения:${\displaystyle V_{дюйм}}$

${\displaystyle V_{\text{in}}=-V_{\text{ref}}{\frac {t_{d}}{t_{u}}}}$

Из уравнения становится очевидным одно из преимуществ интегрирующего АЦП двойного наклона: измерение не зависит от значений элементов схемы (R и C). Однако это не означает, что значения R и C не важны при проектировании интегрирующего АЦП двойного наклона (как будет объяснено ниже).

Обратите внимание, что на графике напряжение показано как растущее во время фазы разгона и падающее во время фазы спада. В действительности, поскольку интегратор использует операционный усилитель в конфигурации отрицательной обратной связи, применение положительного приведет к тому, что выход интегратора понизится . Более точно «вверх» и «вниз» относятся к процессу добавления заряда к конденсатору интегратора во время фазы разгона и удаления заряда во время фазы спада.${\displaystyle V_{\text{in}}}$

Разрешение двухдиапазонного интегрирующего АЦП определяется в первую очередь длиной периода спада и разрешением измерения времени (т.е. частотой тактового генератора контроллера). Требуемое разрешение (в количестве бит) диктует минимальную длину периода спада для полномасштабного входа (например, ):${\displaystyle V_{\text{in}}=-V_{\text{ref}}}$

${\displaystyle t_{d}={\frac {2^{r}}{f_{\text{clk}}}}}$

Во время измерения полномасштабного входа наклон выходного сигнала интегратора будет одинаковым во время фаз запуска и спуска. Это также подразумевает, что время периода запуска и спуска будет равным ( ) и что общее время измерения будет . Таким образом, общее время измерения для полномасштабного входа будет основано на желаемом разрешении и частоте часов контроллера:${\displaystyle t_{u}=t_{d}}$${\displaystyle 2t_{d}}$

${\displaystyle t_{m}=2{\frac {2^{r}}{f_{\text{clk}}}}}$

Обычно время разгона выбирается кратным периоду частоты сети , чтобы подавить фон сети.

Существуют ограничения на максимальное разрешение интегрирующего АЦП с двойным наклоном. Невозможно увеличить разрешение базового АЦП с двойным наклоном до произвольно высоких значений, используя более длительное время измерения или более быстрые тактовые частоты. Разрешение ограничено:

• Диапазон интегрирующего усилителя. Шины напряжения на операционном усилителе ограничивают выходное напряжение интегратора. Вход, оставленный подключенным к интегратору слишком долго, в конечном итоге приведет к тому, что операционный усилитель ограничит свой выход некоторым максимальным значением, делая любые расчеты, основанные на времени выбега, бессмысленными. Поэтому резистор и конденсатор интегратора выбираются тщательно на основе шин напряжения операционного усилителя, опорного напряжения и ожидаемого полного входного сигнала, а также самого длительного времени запуска, необходимого для достижения желаемого разрешения.
• Точность компаратора, используемого в качестве нулевого детектора. Широкополосный шум схемы ограничивает способность компаратора точно определять, когда выход интегратора достиг нуля. Гёке предполагает, что типичным пределом является разрешение компаратора в 1 милливольт. ^[1]
• Качество конденсатора интегратора. Хотя интегрирующий конденсатор не обязательно должен быть идеально линейным, он должен быть инвариантным во времени. Диэлектрическое поглощение вызывает ошибки линейности. ^[2]

Базовая конструкция двухскоростного интегрирующего АЦП имеет ограничения по линейности, скорости преобразования и разрешению. Для преодоления этих ограничений в некоторой степени был сделан ряд изменений в базовой конструкции.

Фаза разгона базовой конструкции с двойным наклоном интегрирует входное напряжение в течение фиксированного периода времени. То есть, она позволяет неизвестному количеству заряда накапливаться на конденсаторе интегратора. Фаза разгона затем используется для измерения этого неизвестного заряда, чтобы определить неизвестное напряжение. Для полномасштабного входного сигнала, равного опорному напряжению, половина времени измерения тратится на фазу разгона. Уменьшение количества времени, потраченного на фазу разгона, может сократить общее время измерения. Распространенная реализация использует входной диапазон, вдвое больший опорного напряжения.

Простой способ сократить время разгона — увеличить скорость накопления заряда на конденсаторе интегратора, уменьшив размер резистора, используемого на входе. Это по-прежнему позволяет получить тот же общий объем накопления заряда, но за меньший период времени. Использование того же алгоритма для фазы разгона приводит к следующему уравнению для расчета неизвестного входного напряжения ( ):${\displaystyle V_{\text{in}}}$

${\displaystyle V_{\text{in}}=-V_{\text{ref}}{\frac {R_{a}}{R_{b}}}{\frac {t_{d}}{t_{u}}}}$

Обратите внимание, что это уравнение, в отличие от уравнения для базового преобразователя с двойным наклоном, зависит от значений резисторов интегратора. Или, что еще важнее, оно зависит от соотношения двух значений сопротивления. Эта модификация никак не улучшает разрешение преобразователя (поскольку она не устраняет ни одно из ограничений разрешения, указанных выше).

Целью фазы разгона является добавление заряда, пропорционального входному напряжению, к интегратору для последующего измерения во время фазы разгона. Одним из методов улучшения разрешения преобразователя является искусственное увеличение диапазона интегрирующего усилителя во время фазы разгона. Одним из методов увеличения емкости интегратора является периодическое добавление или вычитание известных количеств заряда во время фазы разгона, чтобы поддерживать выход интегратора в пределах диапазона интегрирующего усилителя. Общий накопленный заряд представляет собой заряд, введенный неизвестным входным напряжением, плюс сумма известных зарядов, которые были добавлены или вычтены.

Схема цепи, показанная справа, является примером того, как можно реализовать многонаклонный разгон. Во время разгона неизвестное входное напряжение, , всегда подается на интегратор. Положительные и отрицательные опорные напряжения, контролируемые двумя независимыми переключателями, добавляют и вычитают заряд по мере необходимости, чтобы удерживать выход интегратора в его пределах. Опорные резисторы и обязательно меньше, чем , чтобы гарантировать, что опоры могут преодолеть заряд, введенный входом. Компаратор, подключенный к выходу интегратора, используется для определения того, какое опорное напряжение следует подать. Это может быть относительно простым алгоритмом: если выход интегратора выше порогового значения, включите положительный опорный сигнал (чтобы заставить выход понизиться); если выход интегратора ниже порогового значения, включите отрицательный опорный сигнал (чтобы заставить выход повыситься). Контроллер отслеживает, как часто включается каждый переключатель, чтобы учесть дополнительный заряд, помещенный на (или удаленный) конденсатор интегратора в результате опорных напряжений. Заряд, добавленный/вычтенный во время многоуровневого разгона, формирует грубую часть результата (например, первые 3 цифры).${\displaystyle V_{\text{in}}}$${\displaystyle R_{p}}$${\displaystyle R_{n}}$${\displaystyle R_{i}}$

Справа представлен график выборки выходного сигнала интегратора во время такого многонаклонного разгона. Каждая пунктирная вертикальная линия представляет собой точку принятия решения контроллером, где он выбирает полярность выхода и выбирает подачу положительного или отрицательного опорного напряжения на вход. В идеале выходное напряжение интегратора в конце периода разгона можно представить следующим уравнением:

${\displaystyle V_{\text{out}}=-{\frac {1}{C}}\left({\frac {NV_{\text{in}}t_{\Delta }}{R_{i}}}+{\frac {N_{p}V_{\text{ref}}t_{\Delta }}{R_{p}}}-{\frac {N_{n}V_{\text{ref}}t_{\Delta }}{R_{n}}}\right)}$

где — период выборки, — количество периодов, в которые включается положительный опорный сигнал, — количество периодов, в которые включается отрицательный опорный сигнал, — общее количество периодов в фазе запуска.${\displaystyle t_{\Delta }}$${\displaystyle N_{p}}$${\displaystyle N_{n}}$${\displaystyle N}$

Разрешение, полученное во время разгона, определяется числом периодов алгоритма разгона. Многоуклонный разгон имеет ряд преимуществ:

• Поскольку аналоговый сохраненный заряд намного меньше, интеграционный конденсатор может быть меньше, и, таким образом, на выходе интегратора для того же заряда присутствует более высокое напряжение. Это делает шум компаратора менее критичным и позволяет разрешить меньшие заряды.
• При меньшем заряде, хранящемся в конденсаторе, диэлектрическое поглощение оказывает меньшее влияние. Это уменьшает основной источник линейной ошибки для АЦП с двойным наклоном.
• При меньшем заряде разгон может быть довольно быстрым. Часть результата уже получена во время разгона.
• Длина фазы запуска может быть изменена без проблем, просто путем изменения количества циклов в алгоритме запуска. Таким образом, одно и то же оборудование может использоваться для быстрого преобразования с пониженным разрешением или медленного преобразования с высоким разрешением. АЦП с двойным наклоном менее гибок, в идеале с интеграционным конденсатором, пропорциональным времени интегрирования, чтобы полностью использовать выходной размах интегратора.

Хотя можно продолжать многонаклонный запуск бесконечно, невозможно увеличить разрешение преобразователя до произвольно высоких уровней, просто используя более длительное время запуска. Ошибка вносится в многонаклонный запуск через действие переключателей, управляющих опорными сигналами, перекрестную связь между переключателями, непреднамеренную инжекцию заряда переключателя, несоответствия опорных сигналов и ошибки синхронизации. ^[3]

Часть этой ошибки можно уменьшить за счет аккуратной работы с переключателями. ^{[4] [5]} В частности, в течение периода запуска каждый переключатель должен быть активирован постоянное число раз. Алгоритм, описанный выше, этого не делает и просто переключает переключатели по мере необходимости, чтобы удерживать выход интегратора в пределах. Активация каждого переключателя постоянное число раз делает ошибку, связанную с переключением, приблизительно постоянной. Любое смещение выхода, являющееся результатом ошибки переключения, можно измерить, а затем численно вычесть из результата.

Простой односкатный спуск медленный. Обычно время спуска измеряется в тактах часов, поэтому для получения четырехзначного разрешения время спуска может занять до 10 000 тактов. Многоскатный спуск может ускорить измерение, не жертвуя точностью. Используя 4 скорости спуска, каждая из которых на степень 10 более постепенна, чем предыдущая, четырехзначное разрешение может быть достигнуто примерно за 40 тактов часов — огромное улучшение скорости. ^[6]

Схема, показанная справа, является примером схемы многоуклонного спуска с четырьмя уклонами спуска, каждый из которых в десять раз более пологий, чем предыдущий. Переключатели управляют тем, какой уклон выбирается. Переключатель, содержащий , выбирает самый крутой уклон (т. е. заставит выход интегратора двигаться к нулю быстрее всего). В начале интервала спуска неизвестный вход удаляется из схемы путем размыкания переключателя, подключенного к , и замыкания переключателя. Как только выход интегратора достигает нуля (и измеряется время спуска), переключатель размыкается, и выбирается следующий уклон путем замыкания переключателя. Это повторяется до тех пор, пока конечный уклон не достигнет нуля. Комбинация времен спуска для каждого из уклонов определяет значение неизвестного входа. По сути, каждый уклон добавляет одну цифру разрешения к результату.${\displaystyle R_{d}/1000}$${\displaystyle V_{in}}$${\displaystyle R_{d}/1000}$${\displaystyle R_{d}/1000}$${\displaystyle R_{d}/100}$${\displaystyle R_{d}}$

Многоуклонный спуск часто используется в сочетании с многоуклонным спуском. Многоуклонный спуск позволяет использовать относительно небольшой конденсатор на интеграторе и, таким образом, относительно крутой спуск для начала, и, таким образом, возможность фактически использовать гораздо более плавные спуски. Многоуклонный спуск можно использовать также с простым спуском (как в двухуклонном АЦП), но это ограничено уже относительно небольшим спуском для начальной фазы и не так много места для гораздо меньших спусков.

В схеме примера резисторы наклона отличаются в 10 раз. Это значение, известное как база ( ), может быть любым. Как объясняется ниже, выбор базы влияет на скорость преобразователя и определяет количество наклонов, необходимых для достижения желаемого разрешения.${\displaystyle B}$

Основой этой конструкции является предположение, что всегда будет перерегулирование при попытке найти переход через ноль в конце интервала выбега. Это будет верно из-за периодической выборки компаратора на основе тактовой частоты преобразователя. Если предположить, что преобразователь переключается с одного наклона на другой за один тактовый цикл (что может быть возможно, а может и нет), максимальная величина перерегулирования для данного наклона будет наибольшим изменением выходного сигнала интегратора за один тактовый период:

${\displaystyle V_{\Delta }={\frac {V_{\text{ref}}}{RC}}{\frac {1}{f_{\text{clk}}}}}$

Чтобы преодолеть этот выброс, следующий наклон потребует не более тактов, что помогает установить границу общего времени спуска. Время для первого спуска (использующего самый крутой наклон) зависит от неизвестного входа (т. е. количества заряда, помещенного на конденсатор интегратора во время фазы спуска). Максимум, это будет:${\displaystyle B}$

${\displaystyle T_{\text{first}}=\left\lceil {\frac {V_{\text{max}}CR_{s1}f_{\text{clk}}}{V_{\text{ref}}}}\right\rceil }$

где — максимальное количество тактовых периодов для первого наклона, — максимальное напряжение интегратора в начале фазы торможения, — резистор, используемый для первого наклона.${\displaystyle T_{\text{first}}}$${\displaystyle V_{\text{max}}}$${\displaystyle R_{s1}}$

Остальные наклоны имеют ограниченную продолжительность в зависимости от выбранной базы, поэтому оставшееся время преобразования (в тактовых периодах преобразователя) составляет:

${\displaystyle T_{d}\leq B(N-1)}$

где - количество спусков.${\displaystyle N}$

Преобразование измеренных временных интервалов во время многоуклонного спуска в измеренное напряжение аналогично методу балансировки заряда, используемому в многоуклонном улучшении спуска. Каждый спуск добавляет или вычитает известные количества заряда в/из конденсатора интегратора. Разгон добавит некоторое неизвестное количество заряда в интегратор. Затем, во время спуска, первый спуск вычитает большое количество заряда, второй спуск добавляет меньшее количество заряда и т. д., причем каждый последующий спуск перемещает меньшее количество в противоположном направлении предыдущего спуска с целью достижения все ближе и ближе к нулю. Каждый спуск добавляет или вычитает количество заряда, пропорциональное резистору спуска и длительности спуска:${\displaystyle Q_{\text{slope}}}$

${\displaystyle Q_{\text{slope}}=\pm {\frac {V_{\text{ref}}T_{\text{slope}}}{R_{\text{slope}}f_{\text{clk}}}}}$

${\displaystyle T_{\text{slope}}}$обязательно является целым числом и в идеале будет меньше или равно для второго и последующих наклонов. Используя схему выше в качестве примера, второй наклон, , может внести следующий заряд, , в интегратор:${\displaystyle B}$${\displaystyle R_{d}/100}$${\displaystyle Q_{slope2}}$

${\displaystyle {\frac {100V_{\text{ref}}}{R_{d}f_{\text{clk}}}}\leq Q_{\text{slope2}}\leq {\frac {1000V_{\text{ref}}}{R_{d}f_{\text{clk}}}}}$в шагах${\displaystyle {\frac {100V_{\text{ref}}}{R_{d}f_{\text{clk}}}}}$

То есть, возможные значения с наибольшим значением, равным наименьшему шагу первого наклона, или одной (основание 10) цифре разрешения на наклон. Обобщая это, мы можем представить число наклонов, , в терминах основания и требуемого разрешения, :${\displaystyle B}$${\displaystyle N}$${\displaystyle M}$

${\displaystyle N=\log _{B}M}$

Подставляя это обратно в уравнение, представляющее время спуска, необходимое для второго и последующих спусков, получаем следующее:

${\displaystyle T_{d}\leq B(\log _{B}(M)-1)}$

Что, при оценке, показывает, что минимальное время выбега может быть достигнуто с использованием базы e . Эта база может быть сложна в использовании как с точки зрения сложности расчета результата, так и поиска подходящей цепи резисторов, поэтому база 2 или 4 будет более распространенной.

При использовании улучшений разгона, таких как многонаклонный разгон, где часть разрешения преобразователя разрешается во время фазы разгона, можно полностью исключить фазу разгона, используя второй тип аналого-цифрового преобразователя. ^[7] В конце фазы разгона многонаклонного преобразования разгона на конденсаторе интегратора все еще будет оставаться неизвестное количество заряда. Вместо использования традиционной фазы разгона для определения этого неизвестного заряда, неизвестное напряжение может быть преобразовано напрямую вторым преобразователем и объединено с результатом фазы разгона для определения неизвестного входного напряжения.

Предполагая, что используется многонаклонный запуск, как описано выше, неизвестное входное напряжение можно связать со счетчиками многонаклонного запуска, и , и измеренным выходным напряжением интегратора, используя следующее уравнение (выведенное из выходного уравнения многонаклонного запуска):${\displaystyle N_{p}}$${\displaystyle N_{n}}$${\displaystyle V_{out}}$

${\displaystyle V_{\text{in}}={\frac {1}{Nt_{\Delta }}}R_{i}\left(-{\dfrac {N_{p}V_{\text{ref}}t_{\Delta }}{R_{p}}}+{\dfrac {N_{n}V_{\text{ref}}t_{\Delta }}{R_{n}}}-CV_{\text{out}}\right)}$

Это уравнение представляет собой теоретический расчет входного напряжения, предполагающий идеальные компоненты. Поскольку уравнение зависит почти от всех параметров схемы, любые отклонения в опорных токах, конденсаторе интегратора или других значениях внесут ошибки в результат. Коэффициент калибровки обычно включается в термин для учета измеренных ошибок (или, как описано в указанном патенте, для преобразования выходного сигнала АЦП остатка в единицы счетчиков запуска).${\displaystyle CV_{out}}$

Вместо того, чтобы полностью исключить фазу спада, АЦП остатка можно также использовать для того, чтобы сделать фазу спада более точной, чем это было бы возможно в противном случае. ^[8] При традиционной фазе спада период измерения времени спада заканчивается, когда выход интегратора пересекает нулевое значение. Существует определенная погрешность, связанная с обнаружением пересечения нуля с помощью компаратора (один из недостатков базовой конструкции с двойным наклоном, как объяснено выше). Используя АЦП остатка для быстрой выборки выходного сигнала интегратора (синхронизированного с часами контроллера преобразователя, например), можно снимать показания напряжения как непосредственно перед, так и непосредственно после пересечения нуля (как измерено с помощью компаратора). Поскольку наклон напряжения интегратора постоянен во время фазы спада, два измерения напряжения можно использовать в качестве входов для интерполяционной функции, которая более точно определяет время пересечения нуля (т. е. с гораздо более высоким разрешением, чем позволяли бы часы контроллера в одиночку).

Объединив некоторые из этих усовершенствований в базовую конструкцию с двойным наклоном (а именно, многонаклонный запуск и остаточный АЦП), можно построить интегрирующий аналого-цифровой преобразователь, который способен работать непрерывно без необходимости в интервале отката. ^[9] Концептуально, алгоритм многонаклонного запуска может работать непрерывно. Чтобы начать преобразование, одновременно происходят две вещи: остаточный АЦП используется для измерения приблизительного текущего заряда на конденсаторе интегратора, а счетчики, контролирующие многонаклонный запуск, сбрасываются. В конце периода преобразования считывается еще одно показание остаточного АЦП и отмечаются значения счетчиков многонаклонного запуска.

Неизвестный входной сигнал рассчитывается с использованием уравнения, аналогичного используемому для остаточного АЦП, за исключением того, что включены два выходных напряжения ( представляющее измеренное напряжение интегратора в начале преобразования и представляющее измеренное напряжение интегратора в конце преобразования).${\displaystyle V_{out1}}$${\displaystyle V_{out2}}$

${\displaystyle V_{\text{in}}={\frac {1}{Nt_{\Delta }}}R_{i}\left(-{\frac {N_{p}V_{\text{ref}}t_{\Delta }}{R_{p}}}+{\frac {N_{n}V_{\text{ref}}t_{\Delta }}{R_{n}}}-C\left(V_{\text{out2}}-V_{\text{out1}}\right)\right)}$

Такой непрерывно интегрирующий преобразователь очень похож на дельта-сигма аналого-цифровой преобразователь .

В большинстве вариантов интегрирующего преобразователя двойного наклона производительность преобразователя зависит от одного или нескольких параметров схемы. В случае базовой конструкции выход преобразователя определяется опорным напряжением. В более продвинутых конструкциях также существуют зависимости от одного или нескольких резисторов, используемых в схеме, или от используемого конденсатора интегратора. Во всех случаях, даже при использовании дорогих прецизионных компонентов, могут быть другие эффекты, которые не учитываются в общих уравнениях двойного наклона (диэлектрический эффект на конденсаторе или зависимости частоты или температуры на любом из компонентов). Любое из этих изменений приводит к ошибке на выходе преобразователя. В лучшем случае это просто ошибка усиления и/или смещения. В худшем случае может возникнуть нелинейность или немонотонность.

Некоторые калибровки могут выполняться внутри преобразователя (т. е. не требуя специального внешнего ввода). Этот тип калибровки будет выполняться каждый раз при включении преобразователя, периодически во время работы преобразователя или только при входе в специальный режим калибровки. Другой тип калибровки требует внешних вводов известных величин (например, эталонов напряжения или прецизионных эталонов сопротивления) и обычно выполняется нечасто (ежегодно для оборудования, используемого в нормальных условиях, и чаще при использовании в метрологических приложениях).

Из этих типов ошибок, ошибка смещения является наиболее простой для исправления (предполагая, что существует постоянное смещение во всем диапазоне преобразователя). Это часто делается внутри самого преобразователя путем периодического измерения потенциала земли. В идеале измерение земли всегда должно приводить к нулевому выходному сигналу. Любой ненулевой выходной сигнал указывает на ошибку смещения в преобразователе. То есть, если измерение земли привело к выходному сигналу 0,001 вольта, можно предположить, что все измерения будут смещены на ту же величину, и можно вычесть 0,001 из всех последующих результатов.

Аналогичным образом ошибка усиления может быть измерена и скорректирована внутренне (опять же, предполагая, что существует постоянная ошибка усиления во всем диапазоне выходного сигнала). Опорное напряжение (или некоторое напряжение, полученное непосредственно из опорного) может использоваться в качестве входного сигнала для преобразователя. Если предполагается, что опорное напряжение является точным (в пределах допусков преобразователя) или что опорное напряжение было внешне откалибровано по стандарту напряжения, любая ошибка в измерении будет ошибкой усиления в преобразователе. Если, например, измерение опорного напряжения 5 В преобразователя привело к выходу 5,3 В (после учета любой ошибки смещения), множитель усиления 0,94 (5 / 5,3) может быть применен к любым последующим результатам измерений.

• Аналого-цифровой преобразователь
• Вольтметр

• US 5321403, Eng, Benjamin, Jr. & Matson, Don, "Аналогово-цифровой преобразователь с множественным наклоном", выданный 14 июня 1994 г. 
• Goeke, Wayne (апрель 1989 г.), «8,5-разрядный интегрирующий аналого-цифровой преобразователь с 16-битной производительностью 100 000 выборок в секунду» (PDF) , HP Journal , 40 (2): 8–15, архивировано из оригинала (PDF) 2023-03-13 , извлечено 2009-04-03
• US 5117227, Goeke, Wayne, «Непрерывно-интегрирующий аналого-цифровой преобразователь высокого разрешения», выдан 26 мая 1992 г. 
• Кестер, Уолт (2005), Справочник по преобразованию данных, ISBN 0-7506-7841-0, заархивировано из оригинала 2016-10-07 , извлечено 2009-04-03
• US 6243034, Regier, Christopher, «Интеграция аналого-цифрового преобразователя с улучшенным разрешением», выдан 5 июня 2001 г. 
• US 5101206, Ридель, Рональд, «Интеграция аналого-цифрового преобразователя», выдан 31 марта 1992 г.